背景

汽車照明裝配供應商正在考慮用LED器件與高強度放電(HID)照明競爭。首先，LED器件的驅動電路沒有HID燈復雜。HID燈要求高壓鎮流電路在HID燈中啟動一個電弧，而且在啟弧后要調整其電壓輸出，以維持對HID燈的恒定功率供應。從電磁兼容(EMC)的觀點來看，這些高壓電路易于出現噪聲，進一步阻礙了這些技術在汽車領域使用。最后，LED器件的成本持續下降，使這種技術關于成本敏感的汽車市場越來越有吸引力。

一個典型的LED前照燈應用要求給LED陣列供應大約25瓦以上的功率。因為LED元件的一個優點是效率高，所以驅動電子元件也應該提高效率，以充分發揮LED技術的優勢。因此考慮采用某種開關電源(SMpS)來實現這個目標是可以的(參見圖1)。但大多數SMpS設計的目標是調節電壓而不是電流。

選擇電路拓撲結構

關于這種應用，選擇了降壓拓撲結構。輸入電壓的限制(VBATT=9Vmin.)和陣列的正向壓降(2xVF=8.0V，VFMAX=4V@IF=350mA)確定后，期望采用降壓拓撲來滿足這些要求是合理的。其他驅動LED的方法是用開關方式出現/穩定電壓，然后通過脈沖寬度調制方式調節流過LED的電流。在LED和開關的路徑上，要串聯一個限流電阻，以防止流過的電流過大，造成潛在的損害。這個串聯電阻消耗功率，也會導致效率降低。

但是，SMpS本身具備有利于穩流的元件。降壓調節器的簡化電路如圖2所示。

更仔細的觀察這個設計中的儲能元件可以發現一些有趣的觀點。通過電感的電流可以看作既是交流也是直流元件。考慮SMpS的電感在持續模式中工作的情況(通過電感的電流波形參見圖3)。在這個應用中直流元件特別令人關注。因為電流是關鍵參數，所以調節電流并向負載供應是這個電路的重要目標。還應該記住把交流元件減到最小的目標。

另外，因為不考慮輸出電壓，而且它會隨著LED器件而改變，因而不要像傳統穩壓電路相同考慮這個節點的穩壓任務。當電感進行充電并且幫助向LED陣列供應能量時，輸出電容在此期間供應電流。傳統穩壓器的這個元件將保留。

選擇控制器

這里選擇了安森美半導體CS5165A，因為隨著誤差放大器參考電壓從3.54V變化到1.25V，它具有5比特可編程能力，有了可變的參考電壓，就可以設計可調的調節器，而不要改變反饋元件。

CS5165A的另一個有利的特性是，它是控制器而不是穩壓器。這樣可以根據整個電路特定的功率處理要求來選擇輸出開關。最后，CS5165A是一個同步調節器，進一步提高了這種特殊應用中更高功率設計的效率。最終設計

以下討論參見圖5。假如有了以上的優點，可以在汽車典型的輸入電壓范圍內，使用CS5165A進行額定輸出電流為3.5A的設計(外部要供應負載切斷和電池反向的額外保護)。假設讀者已熟悉降壓SMpS的基本概念，因此在此只強調本設計更獨特的特點。

第一步是將期望的參數和電流值變換為由CS5165A調節的電壓值。這可以由RSENSE1完成。為了進一步提高效率，要用運算放大器放大RSENSE1上的電壓信號，并且保持電阻中的損耗為最小。確定所需負載電流的Vref設置點方程如下所示(其中A是放大器電路的增益):

VREF=AILOADRSENSE1

從減小導通損耗和熱量觀點考慮選擇一對NTB45N06N-溝道功率MOSFET。另外，上部MOSFETM1選擇了器件的邏輯級版本。這有助于當電荷泵峰值儲備不足時，用較高的輸入電壓驅動上部MOSFET。

為了驅動上部MOSFET，用C1作為電荷泵元件實現了一個電荷泵。C1把電荷泵入由Q1、D1、D2&D4、R2&R3和C3&C4構成的分流穩壓電路。當M2導通而且驅動開關節點(上部MOSFETM1的源極)到地后，C1通過D1充電到電池電壓。然后，當M1驅動開關節點從電池電壓上升時，C1上的電荷通過D2送到C3。此電壓用于把M1驅動到電池電壓以上并且為器件供應足夠的VGS。

M1包括D3&R1，構成非對稱驅動電路。在這個設計的早期版本中可以發現，穿通電流是一個問題。穿通含義為，由于M1和M2同時導通，電流直接從VBATT流到GND。控制驅動M1和M2的時機非常重要，因此添加R1來延緩M1的導通時間。這可使M2有足夠的時間，以便在M1導通時M2斷開。CS5165A供應了一定的不重疊時間，但是新增這個電路的收獲更多。當驅動周期反向時，二極管D3減小了M1的關斷時間。而當M2必須導通而且M1必須快速關斷時，這減少了穿通現象。

另一個減少穿通現象并且提高效率的電路是D5、R5&C6的網絡。在開關節點存在高dV/dT的情況下，下部MOSFETM2可以通過它自己的漏極-柵極電容導通。新增D5、R5&C6可以減少這種效應：當IC的下部MOSFET驅動信號(VgateL)變高時，電流會流過二極管和電阻到FET的源極。這個電流會在電容上建立一個電壓，大小等于二極管上的壓降。二極管D5是一個雙二極管，所以電壓大約為1.2V。那么，當下部MOSFET驅動信號(VgateL)驅動到地時，由于C6上的電壓，M2的柵極實際上驅動到地以下。這個電壓足夠使上部MOSFETM1導通時關斷M2。

最后，用放大器放大RSENSE1上出現的檢測電壓。實現的電路是一個差動配置，電壓增益為10。因此，RSENSE1上出現的電壓，在穩流的整個范圍內，在125mV和354mV之間變化。結果是，和用直接正向檢測電阻方法比較，其功耗為1/10。假如RSENSE1是0.7歐姆而不是0.07歐姆，在檢測電阻上就要浪費大約18瓦!

性能

按照原理圖建立電路后，得到了以下性能數據。首先，繪出實際的輸出電流IOUT，作為是可編程參考電壓VREF的函數的曲線。VREF可以從1.340V到2.090V以50mV的步長，以及在2.140V到3.540V以100mV的步長進行選擇。其性能在圖6中一目了然。

圖6中所畫的值代表9V到15V測試輸入電壓的工作情況。注意到設置值從50mV步長變到100mV步長處有清楚的反射點。通過改變RSENSE1的值可以簡單的改變此電路的總體工作范圍。也注意到關于各種輸入電壓，IOUT的改變很小。

下面的一組工作波形如圖7所示。注意到工作頻率發生改變，因為CS5165A是一個恒定關斷時間的控制器。元件C12設置了關斷時間的值。關斷時間保持固定，而導通時間會根據負載要求而改變。在這種情況下，負載電流改變，將新增LED陣列上的壓降。在經典的穩壓器中，占空比根據步降電壓比改變。因為電壓比隨不同的負載電流有效的改變，占空比也發生變化。注意到圖7中的波形測量值就可以得出這些結果。也要注意通過L1的紋波電流。

下面簡單地探討效率問題。以下討論參見圖8。可以看到，電路一般在較低的輸入電壓和較重的負載時效率最高。在所有工作情況下，總的效率不會低于75%。

結論

總的來說，較高輸入電壓時效率較低，因為啟動電路和CS5165A允許的最大輸入電壓有限制。齊納二極管D4選作為一個18V器件。考慮到Q1的基極-發射極的~0.7V結壓降，這仍然可使CS5165A上施加了17.3V電壓。盡管這稍微超過了數據表上的最大VCC值，但依然可使上部MOSFET在較高的VBATT值時被稍微驅動。假如上部MOSFET驅動得太輕，它將會工作在歐姆區，會在MOSFET中引起比預計更多的導通損耗。

本文描述的電路滿足了驅動高功率并聯LED陣列的目標。這種方法的一些限制在于LED陣列自身的配置。各種并聯與分支電路會根據LED器件匹配情況承載不同的電流。嘗試監視并控制各個分支電路比重新安排陣列要更多的努力。處理這種限制的更好陣列是串聯所有LED器件，并且從汽車電池升壓，以滿足要求。這種方法也有其缺點。但是，一旦有了并聯LED陣列，此電路能供應許多有用的功能來驅動這樣的配置。