目前世界各國正在研究48VDC汽車用電源系統，歐共體計劃從2008年開始采用48VDC電源系統。如何在48VDC電源系統下兼容12VDC電子設備成為了一個課題。通過線性穩壓電源實現48VDC/12VDC的轉換會出現很大的功率損耗，缺點明顯。本文提出了一種具有過載和短路保護的車載電源系統的開關電源設計方法。該方法采用單端反激式結構實現48VDC/12VDC的轉換，輸出電壓穩定，波紋小，不間斷，性能可靠且電源損耗小。UC3842的保護電路設計1UC3842的典型應用UC3842是高性能的單端輸出式電流控制型脈寬調制（pWM）芯片，其典型應用電路如圖1所示。圖1UC3842典型應用電路

2過載保護原理分析當出現輸出短路時，輸出電壓會下降，同時為UC3842供電的反饋繞組也會出現輸出電壓下降。當輸入電壓低于10V時，UC3842停止工作，開關管截止。短路現象消失后，電源重新啟動，自動恢復正常工作。但由于在高頻關斷的時候會出現很高的尖峰電壓，即使占空比很小的情況下，電路中7腳的輸入電壓也可能不會降到足夠低，過載保護電路并不總能有效的響應所出現的過載情況，對整個系統的性能會出現不良的影響，存在著一定的安全隱患。3過流保護原理分析當電流取樣端3腳上的電壓值超過電流檢測比較器負端的電壓時，可以使脈寬調制鎖存器輸入復位信號，開關管于是被關閉。這樣峰值檢測電路限制輸出的最大電流，起到了一定的保護用途。但是隨著開關頻率的升高，可能會出現開關電源處于持續模式下，也就是每個開關周期的初級電感電流是從一定的幅度開始上升，這樣會出現分諧波振蕩。這種不穩定性和穩壓器的閉環特性無關，它是由固定頻率和峰值電流取樣同時工作引起的。圖2說明了這樣的現象。圖2補償前的電流波形

如圖2所示，在t0時刻，開關管被導通，這時初級線圈電流以斜率m1上升，該斜率是輸入電壓和電感的函數。在t1時刻，電流取樣輸入到達了電流檢測比較器的門限，將導致開關管關閉，電流以斜率m2衰減，直到下一個開關周期的到來。假如有一個擾動加在電流檢測比較器的門限電壓上，出現了一個小的△I（如圖2中虛線所示），就會發生不穩定的現象。在一個固定的振蕩周期內，電流衰減時間減少，最小電流在開關管導通時刻（t2）上升了△I+m2/m1。最小電流在下一個周期（t3）減小到（△I+m2/m1）·（m2/m1）。每一個后續的開關周期內，該擾動都會與（m2/m1）相乘，在幾個開關周期交替新增和減小初級線圈電流，也許若干個開關周期后電流會減小到零，使這個過程重新開始。假如m2/m1大于1，系統將不穩定。4保護電路的改進如圖3所示，本設計針對UC3842典型應用電路的過流、過載保護電路做出以下改進。在反饋繞組的整流二極管回路串一個電阻，它和電容C2組成RC濾波網絡，對開關管開通瞬間時的尖峰電壓起到了濾除的用途。這樣，由于尖峰電壓的減少，當短路現象發生時，反饋繞組輸出的電壓會有效的降低，UC3842會停止工作直到短路現象解除。[page]對過流保護電路進行斜率補償。補償斜率從RT、CT振蕩器出現，加到電壓反饋端，以提高誤差放大器輸出的斜率補償。如圖3所示，誤差放大器的輸出是具有m3斜率的斜坡，經過兩個二極管后被電阻分壓，然后輸入到電流檢測比較器的負端作為過流保護電路的控制電壓。這樣通過電流檢測比較器和脈寬調制鎖存器的配置保證了在任何一個振蕩器周期中只有一個單脈沖出現在輸出端。當出現過載或者輸出電壓取樣丟失等異常工作情況，內部比較門限會被限定在1V，而不會出現電路失調的情況。圖3開關電源原理框圖

圖4顯示了通過在控制電壓上新增一個與脈寬調制時鐘同步的人為的斜坡，可以在后續的開關周期有效的抑制由于△I擾動而引起的不穩定。該補償斜坡的斜率（m3）必須等于或者大于m2/2才具有穩定性。通過m3斜率的補償，初級線圈電流會被控制電壓所抑制，緊跟控制電壓的幅度。圖4斜率補償后的電流波形

實驗結果表1為輸入電壓在30～50V波動時，輸出電壓的波動情況，表2是負載電流在10～500mA變化時，輸出電壓的波動情況。由表1的數據可得到電壓調整率Sv<0.3%。由表2的數據可得到輸出電阻Ro<0.4Ω。

結論本文所提出的是一種結構簡單、性能穩定的單端反激式結構開關電源設計方法。由于采用了“斜率補償”的過流保護方式，性能更加穩定可靠，電壓調整率低、輸出電阻小、紋波低，功率損耗低，系統安全系數高，實現對車載電源系統的供電，對提高汽車整體性能大有益處。本設計已經成功應用于武漢理工大學智能信息系統研究所自行設計的車用直流無刷電機控制器的電源系統中。同時，本文所提出的DC/DC方法也適用于其他直流供電電源的應用設計。由于其性能穩定，紋波小，對采用微控制器的數字控制系統的供電電源設計有一定的借鑒意義。(end)