上世紀80年代、90年代初的開關電源由于半導體工藝技術的不成熟，電子設備終端系統的供電方式一般采用笨重、低效率的線性電源，到了90年代后期開始大量使用開關電源，但是那時代的開關電源效率低、電磁干擾大、待機功耗高。但是隨著微電子與半導體技術的飛速發展，各種電子產品終端設備對開關電源提出更加嚴格要的技術指標，要求開關電源效率高、待機功耗低、可靠性高、功率密度高、電磁干擾要小等特點，而綠色電源也就應用而生?？傮w而言，節能、對電網無噪聲污染、對其他電子設備不產生干擾就是所謂的綠色環保開關電源。

隨時開關電源技術的發展，衍生了十多種的開關電源拓撲，每個拓撲都有其優缺點。不同拓撲的開關電源，其工作原理存在明顯的區別，但是開關電源的基本系統框架是不會變的，通常有六部分組成，如圖1所示。

圖1開關電源系統結構圖

第一部分是輸入濾波電路，它包含電磁干擾抑制電路、一次整流濾波電路，其中電磁干擾抑制電路作用為：一是防止電網噪聲、電網浪涌通過電源輸入線串入，影響開關電源的穩定性；二是抑制開關電源內部由于高頻通斷產生的噪聲通過電源線向電網反饋的噪聲；第二部分功率因數校正控制電路，該電路可以提高開關電源的輸入功率因數，減少對電網的電磁污染。一般分為有源功率因數和無源功率因數兩種；第三部分為pWM控制電路，也可以描述為功率轉換控制電路，該電路把高功率因數的直流電壓轉換受控制的高頻pWM脈沖電壓，由變壓器T磁通耦合到輸出端；第四部分為保護電路，提高開關電源的可靠性，滿足各種惡劣環境；第五部分為輸出濾波和輸出控制電路，該電路實現平滑輸出電壓和穩定輸出電壓。

TEA1755是一款高度集成化、外圍電路元器件少，其最要特點在于集成功率校正控制器pFC、反激式控制器pWM的IC，從而實現高性價比的開關電源。在最大功率輸出時，反激式變換器工作在QR或者具備谷底開關的DCM模式；在中等功率時，反激式控制器進去FR降頻模式并把峰值電流限制在一個可調節的最小值上；在低功率時，pFC關閉來獲取高的效率；在輕載時，反激式變換器開關頻率降至25kHz以下，反激式變化器進入burst突發模式。在沒有開關脈沖的burst模式中，芯片內置供電電流被進一步限制在最小以獲取高的效率，先進的burst模式保證了輕載時的高效率和良好的待機功耗，并降低了變壓器噪音。

假設需要設計一個75W的反激變換器，已知以及預設的參數如下：

輸入電壓Vin：85~265VAC；

pFC功率因數：≥97%；

輸出電壓Vo：24VDC；

輸出電流Io：3.2A；

輸出功率po：75W；

效率η：≥88%。

2.2.1、輸入電磁濾波設計

圖2輸入EMI濾波電路

電阻R1、R2選擇原則是：在電容C1、C2的容值具有足夠選擇余地時，電阻值越小越好。假設，電阻R1、R2特定功率為pR，電阻兩端的最高輸入電壓為Vinm，則有：

如：設pR=0.5W，Vinm=300V，則R1+R2≥300K，可取R1、R2=200K。

另外在選擇電阻R1、R2的額定功率時，要考慮從電網串入，經防雷擊保護電路后的浪涌殘壓能量，其額定功率為瞬時功耗的四分之一倍。設殘壓為1200V，則R1、R2還應滿足：

將pR=0.5W代入上式得電阻R1+R2≥720K，所以取電阻R1、R2=200K不滿足這一條件，綜合考慮應取圖2輸入EMI濾波電路333電阻R1、R2=390K較合理。

X電容容量的選定：根據安規標準要求，X電容容量強制要求當輸入電源斷電時，必須在1s內放電至安全電壓42.4V，則X電容取值參考如下公式：

將電阻R1、R2=390K代入X電容計算公式得：Cx小于0.58F，取標準容值Cx=0.47F，如圖2所示的電路中，取C1=C2=0.2F。選擇X電容時還要考慮其最大的承受耐壓，由于X電容在電源線輸入端，所以必須具備承受瞬態高壓的能力。

Y電容容量的選定：根據安規標準要求，強制規定Y電容在標稱輸入電壓時，各相線對大地的漏電流小于3.5mA，假Y電容為Cy，則有：

上式中：fo為交流輸入電壓的工頻頻率，代入上式可得Cy=C3//C4//C24//C30《0.056F，由于開關電源機殼與大地間存在分布電容，所以存在漏電流，則取Cy要比實際計算值要小，取Cy=0.047F。

在實際使用中，由于電容的容抗在不同的頻率下呈現不同的特性，特別是在超高段，容抗幾乎相同，所以一般采用多個小容量的電容過并聯，滿足總容量要求。