引言

電子產品間會通過傳導或者輻射等途徑相互干擾，導致電子產品不能正常工作。因此，電磁兼容在電源產品設計中處于非常重要的地位，若處理不當會帶來很多麻煩。

開關電源是一個很強的騷擾源，這是由于開關管以很高的頻率做開關動作，由此會產生很高的開關噪聲，從而會從電源的輸入端產生差模與共模干擾信號。同時，開關電源中又有很多控制電路，很容易受到自身和其他電子設備的干擾。所以，EMI和EMS問題在電源產品中都需要重視。

然而對于一個電源系統內有多個子系統的場合，多個子系統之間的電磁兼容問題就更加尖銳。由于電源產品體積的限制，多個子系統在空間上一般都比較靠近，而且通常是共用一個輸入母線，因此，互相之間的干擾會更加嚴重。所以，這類電源系統除了要防止對其他電源系統和設備的干擾，達到政府制定的標準外，還要考慮到電源系統內部子系統之間的相互干擾問題，不然將會影響到整個系統的正常運行。

下面以一個特種車載電源為例，闡述了在設計中應注意的原則，調試中出現的問題，解決的方案，以及由此得到的經驗。

1電氣規格和基本方案

1.1電氣規格

如圖1所示。由于是車載電源，所以該電源系統的輸入為蓄電池，電壓是9～15V。輸出供輻射儀，報警器，偵毒器，打印機，電臺，加熱等6路負載。其電壓有24V，12V，5V3種，要求這3種電壓電氣隔離并且具有獨立保護功能。

1.2基本方案

12V輸出可以直接用蓄電池供電，因此，DC/DC變換系統只有24V和5V兩路輸出。由于要有獨立保護功能，并且調整率要求也非常高，所以，采用兩個獨立的DC/DC變換器的方案。24V輸出200W，采用RCD復位正激變換器；5V輸出30W，采用反激變換器。圖2給出了該方案的主電路圖。

2布局上的考慮

因為，有兩路變換器放在同一塊pCB上，所以，布局上需要考慮的問題更加多。

1）雖然在一塊pCB上，但是，兩個變換器還是應該盡量地拉開距離，以減少相互的干擾。所以，正激變換器和反激變換器的功率電路分別在pCB的兩側，中間為控制電路，并且兩組控制電路之間也盡量分開。

2）主電路的輸入輸出除了電解電容外，再各加一顆高頻電容（CBB電容），并且該電容盡量靠近開關和變壓器，使得高頻回路盡量短，從而減少對控制電路的輻射干擾。

3）該電源系統控制芯片的電源也是由輸入電壓提供，沒有另加輔助電源。在靠近每個芯片的地方都加一個高頻去耦電容（獨石電容）。此外，主電路輸入電壓和芯片的供電電壓是同一個電壓，為了防止發生諧振，最好在芯片的供電電壓前加一個LC濾波或RC濾波電路，隔斷主電路和控制電路之間的傳導干擾。

4）為了減少各個控制芯片間的相互干擾，控制地采用單點信號地系統。控制地只通過驅動地和功率地相連，也就是控制地只和開關管的源極相連。但是，實際上驅動電路有較大的脈沖電流，最好的做法是采用變壓器隔離驅動，讓功率電路和控制電路的地徹底分開。

3調試中出現的問題及解決辦法

該電源系統在調試過程中出現了以下問題：正激變換器和反激變換器在單獨調試的時候非常正常，但是，在兩路同時工作時卻發生了相互之間的干擾，占空比發生振蕩，變壓器有嘯叫聲。

這個現象很明顯是由兩路變換器之間的相互干擾造成的。為了尋找騷擾源而做了一系列的實驗，最終證實是由兩路主電路之間的共模干擾引起振蕩的。具體的實驗過程過于繁瑣，在這里就不描述了。

這些問題的解決方法有很多種。下面給出幾種當時采用的解決方案，以及提出一些還可以采用的方案。

1）在每個變換器的輸出側加共模濾波器這樣不僅可以減小對負載的共模干擾，并且對自身的控制電路也有好處。因為，輸出電壓經過分壓后要反饋到控制電路中，如果輸出電壓中含有共模干擾信號，那么控制電路也會由此引入共模干擾信號。所以，在變換器的輸出側加共模濾波器是非常有必要的，不僅減小對負載的共模干擾，還會減小對控制電路的共模干擾。

2）在反激變換器和正激變換器之間加一個共模濾波器這樣可以減少兩路變換器主電路之間的傳導干擾。因為，反激側差模電流較小，所以，將共模濾波器放在反激側，如圖3所示。另外，為了防止兩路電源之間的相互干擾，共模濾波器設計成π型，這樣從每一邊看都是一個共模濾波器。

3）將反激變壓器繞組的饒法改成原—副—原—副—原—副的多層夾層饒法采取該措施后變壓器原副邊的耦合更加緊密，使漏感減小，開關管上電壓尖峰明顯降低。同時共模騷擾源的強度也隨之降低。在不采用解決方案2）時，采用本方案也解決了問題。而且，這種方法從根源上改善了電磁兼容性能，且繞組的趨膚效應和層間效應也都會改善，從而降低了損耗。但是，這種繞法是以犧牲原副邊的絕緣強度為代價的，在原副邊絕緣要求高的場合并不適用。

4）減慢開關的開通和關斷速度這樣開關管上的電壓尖峰也會降低，也能在一定程度上解決問題。但是，這是以增加開關管的開關損耗為代價的。

5）開關頻率同步兩路變換器的工作頻率都是100kHz，但是，使用兩個RC振蕩電路，參數上會有離散性，兩個頻率會有一定偏差。這樣兩路電源可能會產生一個拍頻引起振蕩。所以，也嘗試了用一個RC振蕩電路，一個pWM芯片由另一個pWM芯片來同步，這樣可以保證嚴格的同頻和同時開通，對減少兩路電源之間的干擾會有一定好處。在這個電源系統中，采用的pWM芯片是ST公司的L5991芯片，可以非常方便地接成兩路同步的方式，如圖4所示。

6）在二極管電路中串聯一個飽和電感，減小二極管的反向恢復，從而減小共模干擾源的強度在電流大的時候，飽和電感由于飽和而等效為一根導線。在二極管關斷過程中，正向電流減小到過零時，飽和電感表現出很大的電感量，阻擋了反向電流的增加，從而也減小了二極管上電壓尖峰。從電磁兼容的角度講，是減小了騷擾源的強度。用這種方法抑制二極管的反向恢復也會造成一定的損耗，但是，由于使用的電感是非線形的，所以，額外損耗相對RC吸收來說還是比較小的。

圖5（a）是正激變換器在沒有加飽和電感時續流二極管DR2的電壓波形，較高的振蕩電壓尖峰是很強的騷擾源。圖5（b）是正激變換器在加了飽和電感后的二極管電壓波形，電壓尖峰明顯降低，從而大大減弱了該騷擾源的強度。

7）對反激變換器的主開關加電壓尖峰吸收電路盡管反激變壓器繞組的饒法有很大的改進，漏感已減小。但是，由于反激變換器的變壓器不是一個單純的變壓器，而是變壓器和電感的集成，所以，要加氣隙。加氣隙后的變壓器的漏感相對來說還是比較大的。若不加吸收電路，開關管上電壓尖峰會比較高，這不僅增加了開關管的電壓應力，而且也是一個很強的騷擾源。

圖6給出了反激變換器的吸收電路。R1，C1，D組成了RCD鉗位吸收電路，它可以很好地吸收變壓器漏感和開關管結電容諧振產生的電壓尖峰。圖7(a)是沒有加吸收電路時，開關管上漏—源電壓波形，有很高的電壓尖峰。圖7(b)是加了RCD吸收電路時，開關管上漏—源電壓波形，電壓尖峰已大大降低。但是，將圖7(b)振蕩部分放大看，如圖7(c)所示，可以發現，又出現了一些更細的振蕩電壓。該振蕩電壓是由于漏感和二極管D的結電容諧振產生的，靠RCD電路已經無法將其吸收（R2，C2）。所以，又在開關管的漏—源兩端加了RC吸收電路（R2，C2），進一步吸收由于漏感和二極管D的結電容諧振產生的電壓尖峰。吸收后的波形如圖7(d)所示。

圖6和圖7

8）采用軟開關電路上述解決方案1）－6）是在不改變現有電路拓撲的前提下降低電磁干擾所采用的方案。其中1）－2）是采用切斷耦合途徑的方法；3）－6）是減弱騷擾源的方法。實際上，在選擇電路拓撲時就可以考慮有利于EMC的拓撲，這樣就不容易產生上面的問題。其中采用控制性軟開關拓撲就是一個很好的選擇。選用控制性軟開關拓撲（例如移相全橋變換器、不對稱半橋變換器、LLC諧振變換器[4]），不僅可以減少開關損耗，而且可以降低電壓尖峰，從而減弱騷擾源的強度。但是，采用緩沖型的軟開關拓撲，不僅增加了很多附加電路，并且從降低EMI角度來說也不一定有優勢，因為，大多數緩沖型軟開關拓撲將原先的振蕩能量轉移到附加的電路上了，還是會產生很強的EMI。

5結語

由于在空間上一般都比較靠近，而且，通常是共用一個輸入母線，所以，在內部有多個子系統的電源系統中，多個子系統電源之間的電磁兼容問題非常尖銳。在選擇電路拓撲時應盡量選用控制性軟開關拓撲。在設計pCB板時應該注意多個子系統的位置關系和地線的安排。當電路中出現電壓尖峰時，可采用RCD或者RC等吸收電路。對于二極管的反向恢復問題，可以采用串聯飽和電感的方法來解決。在必要的時候還可以加合適的EMI濾波器來隔斷干擾的耦合途徑。