鉅大LARGE | 點擊量：1379次 | 2019年11月08日
一種適用于鋰電池的電流監測電路設計
提出了一種適用于鋰電池的電流監測電路，通過在鋰電池供電環路引入靈敏電阻對電流進行采樣，并使用時鐘控制開關電容運算放大器和高速比較器，實現從模擬信號到數字信號的轉換。在處理器中進行精確電流量的運算，能對過流、短路電流進行保護，也能用于精確計算電池阻抗、電量等相關參數。電路基于0.18mCMOS工藝，電源電壓為2.5V.對所設計電路進行了仿真驗證。結果表明，該電路在-40℃~+125℃應用環境溫度范圍內能夠實現對電流的采樣和編碼功能，并且能對充放電動作進行判斷。
鋰電池作為新型清潔、可再生的二次能源，需精確監測其電流、電壓及溫度等參數，并做好相應的保護電路。對于手持設備而言，更需要追求高精度、低功耗，從而降低對鋰電池的“過度”使用，延長使用壽命。
本文設計的電路在鋰電池供電環路中引入靈敏電阻對電流進行監測，給系統提供充放電提示，同時可用于電量計算以及保護控制。
本文將詳細闡述電流監測系統原理以及內部電路結構，并給出H-spice仿真結果及相關結論。
1本文所設計的電流監測電路
模/數轉換器（ADC）由采樣、量化和編碼構成。本文設計的鋰電池電流監測系統框圖如圖1所示。其中，電容和AMp放大器組成開關電容采樣電路，C0Mp高速比較器對數據進行量化，處理器對電路進行數字邏輯控制及編碼。偏置電路提供AMp放大器自啟動支路并產生Vbe1和Vbe4。時鐘模塊控制系統開關，包括LII、LI2、LI5、LI6、LI38。處理器輸出數字信號LogicControl改變量化電容。
1.1開關電容采樣電路
如圖2所示，通過V+和V-間的靈敏電阻進行采樣；.Vbe1和Vbe4是由BE結產生的電壓基準；C3容值用n（2的倍數）表示（C為單位電容值，C1=C2=1C，C3=C4=nC，C5=8C）；時鐘控制為高時開關導通，為低時開關斷開。采樣電路的5個狀態如圖3所示。
（1）LIl、LI2、LI38、LI5、LI6=10101，VA=Vbe1，VB=Vbe1，VC1=0，VC2=Vbe1-Vbe4，VC3=Vbe1-V+，VC4=Vbe1-V-，VC5=0，VOUT為：
VOUT=VB=Vbe1（1）
（2）LI1、LI2、LI38、LI5、LI6=10001，開關切換后狀態2保持狀態1，則VOUT=Vbe1。
（3）LI1、LI2、LI38、LI5、LI=00000，開關全斷開，保持上一狀態，VOUT=Vbe1。
（4）LI1、LI2、LI38、LI5、LI6=01010，V+、V-切換，Vbe1、Vbe4也切換。根據C1、C3電荷守恒定律得：
由運放特性可知VB=VA。已知VA、VB可以得到VC1=VA-Vbe4，VC2=VB-Vbe1，VC3=VA-V-，VC4=VB-V+，VC5=VB-VOUT，依據C2、、C5電荷守恒定律得：
其中，V--V+的正負由互不交疊時鐘LI1、LI2控制，當LI1在狀態l為高時，V--V+取正；當LI1在狀態1為低時，V--V+取負。每隔一定周期控制LI1、LI2切換，V+、V-的接法可用于實時監測電池充放電狀態。根據式（3）和圖1可知，VOUT與Vbe1通過比較器比較將產生△V的差值，這時改變采樣并聯電容n的值可調節△V，起到量化作用。
（5）LI1、LI2、LI38、LI5、LI6=00000，所有開關斷開，oUr保持上一狀態。
1.2AMp放大器電路
AMp放大器電路如圖4所示，主要包括：（1）自偏置電路，由MpI3~MpI9、QpI1和QpI4組成；（2）兩級運放，包括MpI26、MpI27組成的全差分放大器、MNI25共源放大器和MNI24、CIl5組成的米勒補償。其中，LI12與LI17為差分輸入；LI26為復位信號；H模塊為數字上電電路；Vbe1與Vbe4為基準輸出；LI22為運算輸出端。
自偏置電路有使能信號，若工作異常可直接關斷電路。當LI26為低時，MpI9關斷，MpI5和MpI6導通，電路正常工作，MpI4、MpI6和MpI8構成啟動支路，則：
VCC≥2VMpgs+Vbe（4）
其中，VMpgs是pMOS的Vth，Vbe是二極管開啟電壓。只要VCC滿足式（4），電路就能正常啟動。但在設計中需考慮襯偏效應對閾值的影響，VCC比計算值略高。QpI1和QpI4發射極面積比為1:4，由此可得Vbe1與Vbe4差值為VTln4。當LI26為高時，MpI9導通，MpI5和MpI6關斷，電路被關斷。
AMp放大器帶有米勒補償，交流小信號等效電路圖如圖5所示。其中，gm1、gm2分別為第一級和第二級跨導。增益表示為：
其中，Rout1、Rout2分別為第一級和第二級的輸出電阻，且Rout1是Rds_MpI27、Rds_MNI26的并聯，Rout2是Rds_MpI11、Rds_MNI25的并聯，C1為等效負載電容。為了使系統穩定，需對整個環路的零極點進行分析：
其中，CI15為米勒電容，C1為VOUT1.節點等效電容，Rz為MNI24等效電阻（即調零電阻）。由式（9）可知，調節Rz和CI15可實現系統穩定。
1.3COMp高速比較器電路
如圖6所示，電路由MN1~MN6和Mp1~Mp4組成。IN1與IN2為輸入端；OUT1與OUT2為輸出端；LG99由數字時鐘控制，實現復位功能。
電路采用正反饋技術，速度得到大大提高。當LG99為低時，Mp3、Mp4導通，MN5、MN6關斷電路，OUT1、OUT2抬高，后端觸發器處于保持狀態。而LG99為高時，Mp3、Mp4關斷，MN5、MN6導通。此時若IN1大于IN2，則V減小，使OUT1減小；OUT1作用于Mp2與MN2，使OUT2被抬高；而OUT2作用于Mp1與MN1，使OUT1被拉低，形成正反饋。反之亦然，只要IN1與IN2之間存在壓差都會在輸出上快速響應。
2仿真結果與分析
本文采用0.18μmCMOS工藝，使用H-spice對數字時鐘、AMp運算放大器、偏置電路和高速比較器進行了仿真驗證。
圖7為AMp放大器交流小信號仿真數據，其中復位信號LI26為低，在LI12上加入AC=1的交流小信號。對-40℃、25℃、125℃3種溫度進行AC掃描，可知：（1）當增益降為O時，相位裕度仍保持90度以上；（2）在不同溫度下，增益與相位裕度受影響不大，系統處于穩定態。
圖8為COMp高速比較器靜態工作點仿真數據，其中LG99為復位信號，IN1為1.200V，對IN2在1.200V~1.210V范圍進行瞬態掃描。若IN1=IN2，則輸出應高于數字觸發電平，以保證時序的正確性。仿真后可知：（1）電路存在失調電壓，IN2增加時，有少量輸出與數字邏輯不符；（2）輸入相等時，輸出靜態工作點為1.5V，能保證后端觸發器保持；（3）輸入差值不大于5mV就能很快將輸出置高或置低。
圖9為采樣電路整仿數據，SRp、SRN為鋰電池電流采樣端，典型差值范圍為-125mV~125mV;LI22是運放輸出。輸入差值從125mV變化到5mV再跳變到-125mV，采樣端電壓變化所對應的輸出會依據信號的大小進行量化，且通過輸出的高低來判斷工作在充電還是放電狀態。但切換開關瞬間可能產生時鐘饋通效應，該電路增大了運放輸入端的寄生電容，有效減小了頻繁切換開關對輸出的影響。
采樣電路整體仿真并不完整，當SRp與SRN的差值實時變化時，采樣電路跟隨變化的能力如圖10所示。固定SRN的電壓為0V，在SRp上加入正弦波信號進行掃描，從圖中可知放大器輸出會跟隨SRp的變化而變化，采樣的分辨率能夠達到要求。
本文設計了一種適用于鋰電池的電流監測電路，能精確監測電流及充放電狀態。這些信息可用于控制保護電路的啟動，且能用于精確計算電池阻抗、電量等參數。電路添加了使能控制，當工作異常時可關斷電路。并且通過偏置的設置可調節MpI3、MpI4、MpI7、MpI8管（如圖4所示）的寬長比，從而獲得更低功耗，提高電池使用壽命。
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